原邊反饋(PSR)簡介
●在小功率消費類電子應用中，反激式電源是主流，因為反激式電源非常適合小功率段，同時天然提供了隔離的效果。
●隔離后，如果要檢測輸出的情況，需要用隔離元件，比如光耦等，這樣就增加了電源的成本，光耦本身的壽命也會成為電源的瓶頸，基于此，開發出了原邊反饋技術。
-原邊反饋不從輸出直接采樣，而是從初級線圈采樣，通過初級線圈的情況來計算次級線圈的情況，進一步推算輸出的情況。
-部分信息難以從初級線圈直接得到，因此通常還使用一個輔助線圈，輔助線圈和初級線圈共地，和次級隔離
輔助線圈的用途
●增加輔助線圈會增加成本和復雜度，因此，最好能讓輔助線圈完成更多的工作，一般輔助線圈都同時做2件事情：
-反映初級線圈和次級線圈的情況，輔助線圈通過電阻分壓，將原邊和副邊的電壓情況反映在VSES點，此時輔助線圈和原邊/副邊構成變壓器。
和初級線圈形成一個反激結構，給IC供電，由于反激結構本身無法恒壓，因此要加一個限壓的二極管。
不使用輔助線圈是否可行
●如果不要求輔助線圈供電，那么是否可以用其他檢測方法，比如在初級線圈上檢測來做原邊反饋?
●理論上是可行的，思路如下：
-在初級線圈上并聯一個高阻支路，對初級線圈進行采樣，同時提供TOFF期間初級線圈的回路。
-考慮到檢測電壓必須為正，因此有兩種基本形式，如下圖：
檢查輸出信息的方法
●原邊反饋不能得到所有的輸出信息，但可以得到較多的輸出信息。
-不能得到輸出電流信息，但可以得到初級的電流信息。
-不能直接得到輸出電壓信息，可以通過輔助繞組來得到輸出電壓信息。
可檢測性
●電感兩端電壓太高，檢測IL和VD很困難，通過ISES和VSES檢測;
●考慮到隔離要求，次級電流和輸出電壓不能直接檢測，只能通過其他值計算出來。
PSR輸出電壓計算
●MOS管關斷后，變壓器中儲存的能量都由次級和輔助線圈釋放出來，次級線圈和輔助線圈形成變壓器，此時VSES上的電壓為：
●VD和次級線圈的電流有關，電流越小，VD越小，電流為0時，VD為0。
●因此，在去磁點時刻，VO電壓為：
膝電壓的定義
●當流過次級二極管的電流為0后，變壓器退磁，此時VD比VIN高一個反射電壓，初級電感和寄生電容形成的LC電路開始震蕩，初級電感上的電壓將從VD-VIN開始，以正弦方式往下降。
●這樣，在VSES上看到的電壓將呈現出一個膝蓋狀，因此，將退磁點電壓稱為膝電壓。
因為正弦起始點處的斜率為-1，膝電壓就是電壓斜率從負載消耗導致的斜率變化到-1的時刻的電壓。
PSR輸出電流計算
●MOS管關斷后，變壓器中儲存的能量都由次級和輔助線圈釋放出來，此時次級的平均電流為：
●ISND_PK無法直接測到，只能由ISES_PK近似換算得到：
●TOFF的測量也依賴于膝電壓的時刻，但是需要的不是電壓值，而是膝點的時刻。
電流和電壓檢測的共同點
●共同之處就是都需要檢測到膝點。
●對于電流來說，檢測到膝點，然后根據膝點和開關管斷開的時刻計算出TOFF，加上ISES的電流，就能算出平均輸出電流。
●對于電壓來說，需要檢測到膝點的電壓，具體的方法就是檢測到膝點，然后看當前時刻VSES上的電壓，從而根據匝比得出當前時刻的輸出電壓。
膝點檢測算法
●有2種檢測方法，一種是從前往后檢測，另一種就是從后往前檢測。
-從前往后檢測，是通過延遲，或者是斜率轉變的方法來找到膝點的時刻。
-從后往前檢測，是利用膝點后諧振頻率固定的特點，從過零點反推膝點的位置。
各方法對比
●延遲法，從TOFF開始，延遲一段時間，檢測VSES。
-這個方法可想而知是非常不精確的，因為TOFF的時間變化很大。
●檢測斜率法，檢測VSES的斜率，通過波形分析算法找出膝點。
-這個方法只有在TOFF區間的斜率和TDEAD區間的斜率存在明顯差別時才管用，而且由于在TDEAD區間，振蕩是呈正弦曲線，膝點處不存在斜率轉折，必須依靠某種算法來推算出膝點。
●諧振反推法，膝點后，初級電感的諧振會傳到輔助線圈，檢測輔助線圈的過零點可以得知諧振頻率，用過零點的時刻減掉1/4周期，就是膝點。
-這個方法用于測時間恒流還是比較簡單的，用于恒壓時必須將電壓的檢測轉變為時間的檢測。
諧振反推法實現恒壓
●諧振后，檢測次級線圈的過零點就能得知諧振周期，因此，當輸出電壓恰好等于參考電壓時，VSES和VREF的交點到過零點的時間TFB也應該恰好等于1/4諧振周期TR。如果TFB比TR/4大，說明輸出電壓較低，以至于VSES和VREF的交點提前了，反之，如果TFB比TR/4小，說明輸出電壓較高，以至于VSES和VREF的交點推遲了。
-VZC表示過零點閾值，并不是0V，通常為一個非常小的電壓，比如0.125V之類的
斜率法和諧振反推法的對比
●注意到斜率法和諧振反推法是優缺點互補的：
-如果TOFF和TDEAD期間的斜率差別越大，越適合用斜率法，如果TOFF和TDEAD期間的斜率差別越小，越適合用諧振反推法。
-實際上，TOFF期間的斜率通常很小，以至于噪聲對VSES和VREF交叉點的檢測有很大的影響，如果采用諧振反推法，必須有某種消除噪聲的方法。
●使用諧振反推法還要注意一點是，由于膝點前后斜率差別較大，TFB偏大和偏小時，誤差時間TERR=TR/4 – TFB在大于0和小于0的時候具有完全不同的環路增益。
-斜率越低，輸出電壓變化導致的時間變化差距越大，環路增益越高，也就是說，當輸出電壓小于基準電壓時，環路增益高，當輸出電壓大于基準電壓時，環路增益低。
將PSR技術用于非隔離拓撲
●通常來說，非隔離拓撲可以直接檢測輸出VO，沒必要使用復雜的PSR技術先檢測VSND，然后計算VO，但有一種情況例外：就是需要一個IC同時支持隔離和非隔離的時候。
-從市場的角度來說，隔離和非隔離都是需要的，如果用相同的技術來解決，無疑可以節省大量研發成本。
PSR固有的問題
●檢測的非實時性：每個切換周期，只有一次正確檢測輸出電壓的機會，不能像其他非隔離型拓撲一樣可以隨時隨地的檢測輸出，而且這個輸出電壓的檢測還依賴于變壓器的退磁，變壓器的退磁點未到來之前，輸出端發生的任何變化都無法被檢測。
●線纜壓降：能得到電壓只是電容兩端的電壓，而不是負載兩端的電壓，當次級存在明顯的寄生電阻時，檢測到的電壓會明顯偏低。
-去磁點時，流過二極管的電流為0，電容兩端的電壓等于副邊的電壓，但是流過寄生電阻的電流不為0，負載上的電壓要小于檢測到的電壓。
負載突變的問題
●檢測的非實時性主要體現在負載突變時，比如熱插拔。
-在充電器領域，熱插拔是必須支持的，在LED領域，熱插拔也是有必要支持的，很多規范都要求熱插拔。
-熱插拔包括空載->滿載，和滿載->空載兩種極端情況。
-真實情況下，并不是每次都是滿載，但如果能支持滿載-空載切換，必然可以支持其他切換。
●空->滿的切換會導致輸出跌落，滿->空的切換會導致輸出過沖，要避免這兩種情況，必須使用非線性控制，IC檢測到熱插拔后，立即調整控制策略。
熱拔
●如果在TOFF區間，也就是次級輸出時熱拔，相當于次級的負載阻抗突然升高，此時會有個小的電壓突變，隨后所有的能量會在電容上聚集，輸出電壓將升高。
●如果在非TOFF區間熱拔，除了看不到小的電壓突變，導致的最終結果和前面是沒有區別的。
假負載
●如果不能保證每次都能檢測到且能處理好熱拔，就必須在輸出上加上假負載或穩壓管，讓其能承擔泄放工作。
-假負載一般使用電阻，電阻值要小心選取，過大了泄放效果不好，過小又制造大功耗。
熱插和短路判斷
●熱插時，負載突然變小，輸出電壓會跌落，電源需要輸出更多的能量到次級，但是要區分熱插和短路。
●不光要區分熱插和短路，在任何時候都需要判斷是否短路。
-短路時，TOFF時間會變得很短，可以通過檢查TOFF開始到VSES過零點的時間來判斷，或者通過TOFF區間的斜率來判斷。
-如果輸出不在TOFF期間發生短路，就得等到下一個TOFF才能檢測到，在短路后，輸出電容會有很大的電流，這個大電流如果持續時間過長，導致電容溫升，會對電容的壽命會有一定的影響，所以能盡早的檢測TOFF是很重要的。
-假設需要一兩個周期才能檢測到短路，是否會對電容壽命產生不利影響，這個目前不清楚。
區分熱插，短路，開機
●這3者都表現為輸出要吸收大量能量，但三者的處理方法卻不能相同。
-熱插需要穩壓，減少跌落的幅度和持續時間，短路需要識別到，并采取保護措施，而開機則需要控制輸出平穩的增加。
●這三者主要的區別有：
-初始狀態的不同，熱插的初始狀態為空載，短路的初始狀態為任意，開機的初始狀態為初始態。
-對輸出的影響不同，由于開機的初始態輸出為0，開機后輸出表現為增加，另外兩者都表現為減少，所以熱插和短路的區分更困難一些。
熱插拔抖動
●在人進行插拔的過程中，端子實際上是抖動著的，會進行快速的碰撞，也就是說，插拔的過程中會有大量的切換。
●如果IC的檢測控制處理不當，很可能會出問題。
-出問題的原因在于空載時，切換頻率已經降到非常低了，而滿載時通常要求切換頻率很高，芯片無法在這兩種情況之間快速切換。
——低頻就意味著不可能快速的做某些事情。
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